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国内太阳能光伏发电逆变系统错相控制技术的研究
1.1 系统结构
光伏并网发电系统通常主要由太阳能电池阵列、具有最大功率跟踪的DC/DC控制单元和与电网并联的逆变器控制单元组成,如图1所示。
图1 并网发电系统结构
前级DC/DC变换部分不采用传统脉宽调制方式的电路，而采用较新颖的频率调制方式的LLC谐振电路。采用此种方式其高频变压器与工频变压器相比具有体积小、重量轻、成本低的优点。缺点是回路较为复杂，效率问题比较突出，但只要采用低损耗吸收电路和认真选择电磁元件，仍然可以使效率超过90%。
后级采用PWM控制方式,开关频率为10kHz。为了减小纹波和噪声,相比于传统PWM控制技术采用了改进的错相技术,在不增加额外的硬件及软件负担的同时使得等效开关频率为20kHz。错相技术的本质就是使滞后桥臂的两个开关管导通滞后另外两个开关管半个周期,将生成的双极性PWM波变成单极性的PWM波,使用这种控制方法提高了等效开关频率,优化了系统的性能。
1.2 控制算法
整个控制算法包括两部分,前级DC/DC电路的MPPT控制和后级的并网逆变控制。其结构如图2所示。
图2 逆变器控制系统框图
常用的MPPT控制算法有恒电压控制法、扰动观测法、电导增量法等。这些方法各有优缺点,考虑到算法实现等问题,此处采用扰动观测法,即给太阳能电池板的输出电压一个扰动,检测其输出功率的变化,再选择下次电压扰动的方向。
逆变器采用电压、电流双环控制,电流内环控制输出电流与电网电压同频同相,电压外环控制逆变器输入侧电压恒定。
并网电流的锁相控制采用正弦表的方式,由电压外环的给定乘以控制器中存储的200位正弦表,作为电流环的给定。每次检测电网电压的正向过零点,以此作为触发信号,来使正弦表置位。
用电压外环来控制其前级输入功率和后级输出功率的平衡。当前级输入功率变大时,直流母线侧的电压会升高,此时电压调节器输出变大,也即电流环的给定变大,使得输出的功率也变大,从而使得直流母线的电压下降。当直流母线侧的电压降低时,情况相反。
2 错相技术原理
2.1 工作原理
传统SPWM控制技术是将正弦波与三角波或锯齿波相比较,在波形相交时改变输出波形的电平,对于双极性的SPWM波来说1、4两管同时导通;2、3两管同时导通。1、2管信号互补;3、4管信号互补。如图3中VT1～VT4所示。
图3 逆变桥的电路结构
错相技术的原理实际上就是让3、4管的相位相对于1、2管错开180度。将双极性的SPWM控制转化成单极性SPWM控制,即:本来同时导通的1、4管相差半个周期导通;2、3管同样相差半个周期导通。工作波形如图4所示。
图4 错相SPWM工作原理
图4中,从上往下四个图分别是1、2、3、4管的驱动波形。可以看出,4管比1管滞后半个周期,而3管比2管滞后半个周期。当1、4管导通时,输出为正电压,当1、3管导通时,输出为零。这样,本来只有正负电平输出的双极性SPWM波变成了还有零电平输出的单极性SPWM波。从最后的一个iL电流波形中,可以清楚地看到在一个驱动管的周期内,电流波形重复变化了两次。因此,电路的等效开关频率提高了1倍。
2.2 与传统PWM技术的比较
与传统PWM技术相比，错相技术最大的优点就是提高了等效开关频率却不增加开关损耗。随着开关频率的提高，开关损耗越来越明显，这严重制约了开关频率的提高，而使用错相技术则可以较有效地解决这个问题，既提高了开关频率，又不带来额外的开关损耗。以下将对此进行计算说明。
开关管在工作的过程中损耗分为通态损耗、开通损耗、关断损耗、驱动损耗几个主要部分。
(1)计算开关损耗
根据能量计算的方法,可以得出在一个开通和关断的周期中损耗为
(1)
t0为整个开通或者关断过程所需要的时间。i(t)为这个过程中管子电流的函数,u(t)为整个过程中管子电压的函数。这样,开关损耗为
P=fE E=Eon+Eoff (2)
从IGBT的器件手册中可以查出UCE、Ic、Rg与开关损耗在一定范围内为线性关系。假设工作的结温Tj=175℃,电路的IGBT驱动电压UCE=15V,工作时直流母线电压为370V,则UCE=370V。Rg为工作时候IGBT的栅极驱动电阻,在这里设为23Ω。在正常工作时,由于设计的功率是500W,功率因数视为1,则流过IGBT的电流峰值为
A。即开关损耗是在Tj=175℃、UCE=15V、UCE=370V、IC=3.21A、Rg=23Ω条件下的数值。
流过IGBT电流是50Hz正弦波,即在10kHz开关频率时,每一次的电流值都不等,即每次损耗并不相等,但由于电流与损耗的关系近似为线性关系,可以用电流的平均值来计算总的开关损耗。流过IGBT的平均电流.
(3)
从IGBT的用户手册中可以得到，在Tj=175℃、UCE=15V、UCE=400V、Rg=23Ω情况下当电流为0A时，一个开关周期的损耗为0.05mJ，当电流为2A时为0.14mJ,当电流为6A时为0.335mJ。从中可以看出电流与损耗的关系近似为线性关系。同样在Tj=175℃、UCE=15V、I=6A、Rg=23Ω情况下当电压为200V时损耗为0.16mJ，当电压为400V时损耗为0.335mJ，而电压与损耗之间也近似为线性关系，可以得到电压与损耗的函数为
(4)
由式(4)可以算出,在6A时UCE每下降30V,开关损耗下降0.03mJ。由于线性关系,在2A时每下降30V损耗下降0.01mJ。而在2A、400V时损耗为0.14mJ,在2A、370V时的损耗为
E=0.14-0.01=0.13mJ
(2)分析导通损耗
导通损耗是在IGBT导通的时候由于电力电子器件的非理想性，导致存在通态压降而与电流产生功率。根据功率的计算方法可以得出导通损耗为
(5)
式中i(t)为这个管子电流的函数,u(t)为管子电压的函数。t1为管子的导通时间。
对于IGBT由于有反向续流的过程,所以IGBT反并联的二极管的导通损耗也是需要考虑的一部分。二极管损耗的计算方法与IGBT相同,电压是二极管通态压降。
从用户手册上可以查到,在前面所述的条件下,二极管的通态压降为1.1V,IGBT的通态压降为1.2V。如要精确计算导通损耗,需要计算二极管与IGBT分别的导通时间,在通过一些数学处理后计算出每一个工频周期的损耗。这里可以做这样的近似:假设二极管与IGBT的通态压降相同为1.1V。这样一来,在一个工频周期内的任何时刻,不论是二极管还是IGBT导通,在整个逆变桥中,都是两个通态压降的电压值为2.2V。而流过逆变桥的电流可以近似看成是正弦波,其峰值为3.21A。则导通损耗为:
(6)
这样近似是基于以下原因,从用户手册中可以查到二极管的压降与IGBT压降在上述条件下相差不到0.1V。由上式可知导通损耗误差为0.2W左右,而电路的功率大约为500W,所以误差可以忽略不计。以上的计算是基于平均情况,即以电流为平均值时的通态压降考虑的,这会带来一定的误差,但由于电流在较大范围内变化时电压变化不大,这样近似所带来的误差可以不计。
(3)计算驱动损耗。
驱动损耗为给IGBT建立驱动电压与释放驱动电压时基极与射极之间电容充放电时所损耗的功率。设驱动IGBT所需的电压为Ug，电容上的电荷为Qg，则可以得到一个开通和关断周期中的损耗为
E=Qg×Ug P=fE=fQg×Ug (7)
从用户手册中可以得到Qg只有几十纳库伦,驱动电压为15V。在一个开关周期内损耗只有约1μJ。显然可以忽略不计。
由上面的计算可以算出在母线电压为370V,电流峰值为大约3.21A的时候,导通损耗约为4.5W,开关损耗在10kHz时大约为2×0.13mJ×10k=2.6W,当开关频率为20kHz的时候大约为5.2W。
开关频率增加一倍,损耗就增加一倍。使用错相技术之后,等效开关频率加倍,而损耗不加倍,这是错相技术的一大优点。
在相同硬件电路的条件下,增加开关周期无异于可以减小纹波成分,而减小纹波则可以减小无源元件的体积,并减小*。
由于不用增加开关频率,即不用减小开关周期,这样可以节约单片机计算时间的开支,可以有更充裕的时间去做更多的性能优化,而不需要去考虑时间上的开销。
3 基于英飞凌单片机错相技术的具体实现及程序设计
英飞凌单片机生成SPWM波的是其CCU6单元。使用其T12定时器所控制的三相桥中的两个桥臂,构成单相桥,如图3所示。使用CC60、COUT60输出口分别控制1、2管;CC61、CCOUT61输出口分别控制3、4管。
英飞凌单片机生成SPWM波基于以下原理:将开关周期所对应的值赋给T12定时器,定时器从0加1计数到所赋值,减1计数到零。这样完成一个周期的计数。还有一种方式是只进行加1计数,在这里采用前一种生成三角波的计数方式。
每一路通道有一个占空比寄存器，将需要的占空比所对应的计数值赋给每路通道的寄存器。这样,当占空比寄存器里的值与定时器里的值相匹配时，将自动改变输出口的逻辑电平。在每个周期内输出口的逻辑电平改变两次，上升时匹配一次，下降时匹配一次。在前一个计数周期，将下一个周期占空比的值赋给对应寄存器。这样，就实现了SPWM波的生成。
在不使用错相技术时,将所需要的占空比值赋给1管与4管,因为1、2管互补导通;3、4管互补导通。单片机会自动根据所赋值算出2、3管的占空比值。使用错相技术时需要做以下两点改变:
(1)将0通道的占空比值取补赋给1通道。
(2)改变DAVE配置,使驱动3、4管的两路信号分别驱动4、3两管。
在传统的方式下,1、4两管占空比相同,将比较值取补后赋给1通道会使两管占空比不同,所以在DAVE里设置是驱动3管的信号驱动4管。这样,就使1、4两管占空比相同,仅差半个周期的相位。同理对于2、3管也如此。
程序的流程如图5所示。捕获中断,使用EXOIN硬件口中断,当捕获到上升的电网电压时,捕获中断工作。捕获中断完成与电网电压的同步和MPPT算法的实现。
图5 程序流程图
MPPT算法采用功率电压双判断法。即不仅比较前次功率与本次功率的大小,还比较前次电压与本次电压的大小,通过功率与电压这两个物理量来决定下一次MPPT移动的方向。
4 错相技术的实验波形
在电感为15mH,开关频率为10kHz的条件下,使用错相技术控制与传统的SPWM控制技术作用于同样电路得到的电感电流波形,如图6、图7、图8、图9所示。从图中可以明显地看到使用错相控制技术带来的好处。
图6 不使用错相技术的电感电流(电流0.25A/div 时间4ms/div)
图7 不使用错相技术的纹波电流(电流0.25A/div 时间200μs/div)
图8 使用错相技术的电感电流(电流0.25A/div 时间4ms/div)
图9 使用错相技术的纹波电流(电流0.25A/div 时间200μs/div)
图6与图7是在没有使用错相技术时的电流波形。可以看出,纹波成分大,开关周期为100μs,图8与图9是采用错相技术时的电流波形。纹波分量明显小于不使用错相技术时的纹波分量,并且可以看出等效开关周期为50μs,有助于减小噪声。
5 结束语
本文是基于英飞凌控制芯片实现的并网型太阳能光伏发电系统，系统采用两级拓扑。
系统的特点在于使用了LLC谐振电路与生成SPWM波的错相技术。错相技术的优点在于用较低的开关频率实现了等效的较高开关频率。对系统实时性的要求降低,减小了硬件电路体积,避免了增加开关频率带来的开关损耗。由于等效开关频率从10kHz提高到20kHz,超过了人的听觉范围,因此也减小了噪声。